통합된 eGaN 전력 스테이지를 사용하여 고에너지 밀도 전원 공급 장치 구축

고에너지 밀도 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)는 과도한 열을 발생하지 않으면서 배터리를 빠르게 충전하고, 태양열 마이크로 인버터의 크기를 축소하고, 서버 팜 전력 요구 사항을 충족할 수 있습니다. 하지만 엔지니어는 기존 SMPS의 기본 스위칭 부품을 구성하는 실리콘 MOSFET 및 IGBT의 성능 한계 도달이라는 문제에 직면하고 있습니다. 이제 와이드-밴드갭 반도체인 강화 모드 질화 갈륨(eGaN)을 사용하여 구성된 트랜지스터는 실리콘 장치의 스위칭 속도 및 효율성 제한을 극복할 수 있습니다.

이전에는 eGaN 트랜지스터의 비용과 가용성으로 인해 eGaN이 가장 난해한 전원 공급 장치 응용 분야에만 사용되었지만, 폭넓은 상업화를 통해 이러한 문제를 해결했습니다. eGaN 트랜지스터는 이제 광범위한 응용 분야에서 선택되고 있습니다.

이 기사에서는 기존 실리콘(Si) MOSFET 또는 IGBT를 기반으로 하는 전원 공급 장치에 비해 eGaN 스위치 부품을 기반으로 하는 고주파 전원 공급 장치의 이점에 대해 설명합니다. 그런 다음 EPC, Texas Instruments 및 Navitas Semiconductor의 eGaN 전력 스테이지를 사용하여 배터리 충전, 서버 팜 등과 같은 응용 분야에 적합한 SMPS 설계를 구축하는 방법에 대한 지침을 제공합니다.

고주파의 이점

기존 SMPS에서는 일반적으로 수십 또는 수백 kHz의 스위칭 주파수를 사용합니다. 기본 주파수의 펄스 폭 변조(PWM) 듀티 사이클에 따라 전원 공급 장치의 전압 출력이 결정됩니다.

스위칭 주파수가 높으면 인덕터, 변압기, 저항기 등과 같은 주변 부품의 크기를 줄일 수 있다는 주요 이점이 있습니다. 따라서 설계자가 에너지 밀도를 높여서 동일한 출력 전력에 대해 설계를 축소할 수 있습니다. 또한 SMPS 출력의 전류 및 전압 리플이 감소되어 전자파 장해(EMI) 위험 및 필터 회로의 비용과 크기를 줄일 수 있습니다.

하지만 기존 실리콘 전력 MOSFET 및 IGBT는 상대적으로 느리게 전환되며 장치를 켜고 끌 때 내전력이 큽니다. 주파수가 커지면 효율이 감소되고 칩 온도가 상승하여 이러한 손실이 배가됩니다. 느린 스위칭과 높은 스위칭 손실이 결합되어 현재 SMPS의 실질적인 스위칭 주파수가 한계에 도달했습니다.

설계자는 와이드 밴드갭 반도체로 전환하여 이 한계를 극복할 수 있습니다. 물론 GaN은 현재 이 응용 분야에서 가장 검증되고 접근하기 쉬운 기술이며, eGaN은 GaN의 더 정제된 버전입니다.

실리콘과 GaN 비교

GaN은 소재의 높은 전자 이동성과 관련한 여러 이점을 비롯하여 실리콘에 비해 다양한 이점을 제공합니다. 높은 전자 이동성은 반도체에 높은 항복 전압(600V 이상)과 우수한 “전류 밀도”(A/cm²)를 제공합니다. GaN의 다른 이점으로는 해당 소재로 제작된 트랜지스터가 높은 스위치 전류 오버슈트(링잉)로 이어지는 현상인 역회복 손실 전하를 발생하지 않는다는 점입니다.

이러한 특성은 전원 공급 장치 설계자에게 중요하지만 더욱 중요한 것은 GaN 트랜지스터는 고전자 이동을 활용하여 실리콘 MOSFET의 1/4만에 전환할 수 있다는 점입니다. 또한 GaN 장치를 전환할 때마다 주어진 스위칭 주파수 및 전류에서 발생하는 손실이 실리콘 트랜지스터의 약 10%~30%에 불과합니다. 따라서 GaN 고전자 이동도 트랜지스터(HEMT)는 실리콘 MOSFET, IGBT 또는 실리콘 카바이드(SiC) 장치보다 훨씬 높은 주파수로 구동될 수 있습니다(그림 1).

그림 1: 실리콘 또는 SIC 장치보다 더 높은 고주파수 스위치 모드 전원 공급 장치를 지원하는 GaN HEMT (이미지 출처: Infineon)

GaN HEMT는 두 가지 주요 이유로 인해 채택 속도가 빠르지 않았습니다. 첫째, 장치가 공핍 모드 전계 효과 트랜지스터(FET)이므로 기본 모드가 “켜짐”입니다. 이에 반해 실리콘 MOSFET는 기본 모드가 “꺼짐” 상태인 인핸스먼트 모드 장치입니다. 따라서 GaN HEMT를 올바르게 작동하려면 신중하게 조정된 바이어스 네트워크를 추가해야 합니다. 둘째, 트랜지스터는 실리콘에 사용되는 완성된 고효율 대량 생산 기술과 가른 공정으로 만들어지므로 비용이 높습니다. 이러한 설계 복잡도와 높은 비용으로 인해 하이엔드 SMPS에서 GaN HEMT 적용이 제한되고 있습니다.

하지만 최근에 eGaN HEMT가 상업화되어 바이어스 네트워크에 대한 필요가 사라지고 있습니다. 또한 칩 공급업체에서 설계를 간소화하는 eGaN HEMT 기반의 통합 전력 IC 구동기를 도입했습니다. 그리고 생산량의 증가로 eGaN 장치 비용이 낮아졌습니다.

통합 GaN 솔루션

이전에 eGaN HEMT가 사용되었던 하이엔드 SMPS 설계에서는 가격 문제로 설계자들이 전력 트랜지스터로 제한하고 게이트 구동기를 실리콘 MOSFET로 되돌렸습니다. 그러면 “전체 실리콘” 설계에 대해 약간의 성능 이점이 있지만 설계에 결합된 실리콘 부품으로 인해 최대 스위칭 주파수가 손상되었습니다. 또한 GaN과 실리콘이 서로 다른 공정 기술을 사용하기 때문에 게이트 구동기와 전력 트랜지스터를 별도의 부품으로 제조해야 하므로 비용과 PC 기판 실장 면적이 증가합니다.

eGaN 가격의 인하로 칩 제조업체에서 두 가지 문제를 모두 해결할 수 있게 되었습니다. 예를 들어, Texas Instruments는 통합 게이트 구동기가 탑재된 LMG3411R070 70밀리옴, 600V eGaN 전력 스테이지를 제공합니다(그림 2).

그림 2: Texas Instruments의 LMG3411R070은 70밀리옴, 600V eGaN 전력 스테이지를 구동기와 통합합니다. (이미지 출처: Texas Instruments)

이 칩은 링잉을 거의 발생하지 않고 100V/ns를 전환할 수 있습니다(그림 3). 이는 기존 실리콘 전력 MOSFET의 일반적인 슬루율 3V/ns~10V/ns와 비교됩니다.

그림 3: TI의 LMG3411R070 통합 eGaN 전력 스테이지로 입증된 것처럼 eGaN 전력 트랜지스터는 최소의 링잉으로 MOSFET보다 훨씬 더 높은 슬루율을 관리할 수 있습니다. (이미지 출처: Texas Instruments)

Navitas Semiconductor에서는 비슷한 등급의 제품인 NV6113을 제공하고 있습니다. 이 제품은 300mΩ, 650V eGaN HEMT, 게이트 구동기 및 연결된 로직이 5mm x 6mm QFN 패키지에 통합되어 제공됩니다. NV6113은 200V/ns 슬루율을 견딜 수 있으며 최대 2MHz로 작동합니다.

TI 및 Navitas GaN 전력 스테이지와 같은 장치를 병렬로 구축하여 주요 하프 브리지 토폴로지(그림 4)에서 사용하면서, 동일한 칩에서 두 전력 트랜지스터(및 연결된 게이트 구동기)를 통합하는 다른 제품을 사용할 수 있습니다.

그림 4: 이 그림과 같이 Navitas NV6113을 하프 브리지 토폴로지에 병렬로 구축할 수 있습니다. (이미지 출처: Navitas Semiconductor)

예를 들어, EPC에서는 최근에 각각 최적화된 게이트 구동기와 함께 두 모놀리식 88밀리옴, 150V eGaN 전력 트랜지스터를 구성하는 통합 구동기 IC인 EPC2115를 선보였습니다(그림 5). EPC2115는 낮은 유도 용량의 2.9mm x 1.1mm BGA 패키지로 제공되며 최대 7MHz로 작동 가능합니다.

그림 5: EPC의 eGaN 통합 구동기 IC에는 각각 최적화된 자체 게이트 구동기를 갖춘 두 개의 전력 트랜지스터가 포함되어 있습니다. (이미지 출처: EPC)

eGaN HEMT를 사용하여 전원 공급 장치를 설계하는 경우 일반적으로 실리콘 MOSFET를 사용하여 설계할 때와 동일한 원칙을 따르지만 더 높은 작동 주파수로 인해 주변 장치 부품을 선택하는 데 영향을 줍니다.

주변 장치 부품 선택

주파수가 부품 선택에 미치는 영향을 보여주려면 단순 DC-DC SMPS 스텝다운(“벅”) 토폴로지에 대한 입력 커패시터를 고려합니다.

입력 커패시터는 입력 리플 전압 진폭을 줄여서 과도한 내전력을 발생하지 않고 상대적으로 저렴한 벅 커패시터로 처리할 수 있는 수준으로 리플 전류를 낮춥니다. 벅 커패시터의 전류를 허용 한도 내에서 유지하려면 피크 간 전압 리플 진폭을 75mV 이하로 줄이는 것이 가장 좋습니다. 입력 커패시터는 일반적으로 세라믹 장치인데, 이는 전압 리플을 효과적으로 줄이는 데 필요한 매우 낮은 등가 직렬 저항(ESR)을 가지기 때문입니다.

피크 간 전압 리플 진폭을 주어진 진폭으로 줄이는 데 필요한 세라믹 입력 커패시터 값을 결정하려면 방정식 1을 사용할 수 있습니다.

설명:

• C_MIN은 필요한 최소 세라믹 입력 정전 용량(μF)입니다.
• f_SW는 스위칭 주파수(kHz)입니다.
• V_P(max)는 허용되는 최대 피크 간 리플 전압입니다.
• I_OUT은 정상 출력 부하 전류입니다.
• dc는 듀티 사이클(위 정의 참조)입니다.
• (참고 자료 1에서)

하이엔드 실리콘 기반 전력 스테이지의 일반 작동 값을 사용하여 계산하면 아래와 같습니다.

• V_IN = 12V
• V_OUT = 3.3V
• I_OUT = 10A
• η = 93%
• f_SW = 300kHz
• dc = 0.296
• V_P(max) = 75mV

계산된 C_MIN = 92F

효율성이 약간 향상되고 다른 조건은 비슷한 eGaN 전력 스테이지(예: 2MHz에서 작동하는 Navitas 장치)에 대해 계산을 반복하면 아래와 같습니다.

• V_IN = 12V
• V_OUT = 3.3V
• I_OUT = 10A
• η = 95%
• f_SW = 2,000kHz
• dc = 0.289
• V_P(max) = 75mV

계산된 C_MIN = 13F

C_MIN이 감소되어 더 작은 부품을 사용할 수 있습니다.

eGaN HEMT의 빠른 전환은 일반적으로 장점이지만 몇 가지 고유한 설계 문제가 있습니다. 가장 중요한 문제는 매우 가파른 슬루율 관련 문제입니다.

슬루율 제어

빠른 슬루율(dV/dt)로 인해 다음과 같은 문제가 발생할 수 있습니다.

• 스위칭 손실 증가
• 방사 및 유도 EMI
• 회로 내 다른 위치의 간섭이 스위치 노드에서 2배로 증가
• 전력 루프 유도 용량과 기타 기생으로 인해 스위치 노드에서 전압 오버슈트 및 링잉 발생

이러한 문제는 시작할 때나 어려운 스위칭 조건에서 가장 두드러지게 발생합니다.

Navitas 제품을 사용할 경우 간단한 해결책은 켤 때 C_VDD 커패시터와 V_DD 핀 사이에 저항기를 추가하여 슬루율을 제어하면 됩니다(그림 4 참조). 이 저항기(R_DD)는 통합 게이트 구동기의 작동 전류를 설정하고 전력 FET 드레인의 작동(하강) 에지 슬루율을 결정합니다(그림 6).

그림 6: 이 R_DD 저항기는 NV6113 작동 전류를 설정하고 전력 FET 드레인의 작동(하강) 에지 슬루율을 결정합니다. (이미지 출처: Navitas Semiconductor)

또한 LMG3411은 전력 트랜지스터 소스에 저항기(R_DRV)를 연결하여 슬루율 조정을 지원합니다(그림 2 참조). 선택된 저항기는 드레인 전압의 슬루율을 약 25V/ns~100V/ns 사이로 설정합니다.

선택된 슬루율은 궁극적으로 트레이드 오프됩니다. 속도가 빠를수록 전력 손실이 감소되어 스위치가 높은 전류를 동시에 비효율적으로 유도하는 기간이 감소되지만 다른 성능 특성이 저하됩니다. EMI, 오버슈트 및 링잉을 사양 이내로 유지하는 가장 빠른 속도를 목표로 하는 것이 가장 좋습니다.

두 번째 설계 문제는 고주파 작동으로 인한 과전류 발생 위험입니다.

과전류 보호의 중요성

높은 스위칭 주파수를 사용하여 SMPS를 설계할 때의 주요 이점은 수동 소자 부품의 크기를 줄여서 전체 출력 밀도를 높일 수 있다는 것입니다. 한 가지 단점은 이 증가된 출력 밀도로 인해 과전류 발생 시 손상 가능성이 2배로 증가한다는 점입니다. 과전류 발생은 SMPS에 상존하는 위험입니다. 다른 문제는 과전류가 급증하여 소스 PC 기판 트레이스의 외부 기생 유도 용량으로 인해 잘못된 트리거의 원인이 될 수 있다는 점입니다.

기존 MOSFET를 사용하는 SMPS에서는 빠른 과전류 보호(OCP)가 중요하지만 eGaN HEMT에서는 다음과 같은 이유로 인해 OCP가 더욱 중요합니다.

• 동일한 차단 저항과 온스테이트 저항에서 eGaN HEMT 영역이 훨씬 더 작으므로 과전류 발생 시 축적되는 열을 배출하는 것이 훨씬 더 어렵습니다.
• eGaN HEMT가 선형 영역에서 작동 중인 동안 과전류를 감지해야 하지만, 그렇지 않은 경우 장치가 빠르게 포화 상태로 되어 과도한 내전력과 손상을 일으킬 수 있습니다.

OCP에 대한 기존 접근 방식에서는 전류 감지 변압기, 션트 저항기 또는 불포화 감지 회로(표)를 사용합니다. 아쉽게도 이러한 방식은 전력 루프에서 기생 유도 용량과 저항을 높여서 슬루율을 줄이고 내전력을 높여야 하므로 시스템 성능에 부정적인 영향을 줄 수 있습니다. 또한 감지 변압기 또는 션트 저항기와 같은 개별 장치로 인해 비용이 증가하고 기판 공간이 커집니다.

OCP에 대한 대체 방식으로는 전류 감지 부품, 컨트롤러에 신호를 보고하는 레벨 시프터 및 감지 회로를 사용하여 GaN FET의 드레인 소스 전압(V_DS)을 감지합니다. 이 방법은 회로 성능에 영향을 주는 기생 유도 용량과 저항을 생성하지 않는 이점이 있지만 주로 GaN의 큰 온도 계수로 인해 정확성이 낮습니다.

세 번째 옵션으로는 통합 OCP 기능을 포함하는 통합 eGaN 전력 스테이지를 선택합니다. 그러면 위에서 설명한 두 접근 방식의 단점이 해소됩니다. 이 기능을 포함하는 제품의 예로는 TI의 LMG3411이 있습니다. LMG3411의 보호 회로는 과전류가 감지되면 100ns 미만의 eGaN HEMT를 끌 수 있습니다. 다음 주기에서 PWM 입력이 다시 낮아지면 출력 결함 신호가 제거됩니다. 따라서 다음 주기에서는 eGaN HEMT가 정상적으로 켜져서 출력 손상이 최소화됩니다.

표: GaN HEMT 전력 스테이지의 OCP 옵션 요약 기술이 부족한 설계자의 경우 통합 OCP가 있는 전력 스테이지를 선택하는 것이 가장 간단한 해결책입니다. (이미지 출처: Texas Instruments)

결론

태양광 인버터, 서버 팜 등과 같은 응용 분야에서 높은 에너지 밀도 SMPS의 수요 증가와 장치당 비용 감소로 인해 eGaN HEMT가 광범위한 전원 공급 장치 설계에서 대체 옵션으로 자리잡았습니다. eGaN HEMT를 설계하려면 까다로울 수 있지만 게이트 구동기를 전력 트랜지스터와 통합하는 eGaN HEMT 전력 스테이지의 도입으로 SMPS 설계자가 이 기술을 다음으로 높은 출력 밀도 설계에 훨씬 쉽게 통합할 수 있게 되었습니다.

참고 자료

1. “Input and Output Capacitor Selection,” Jason Arrigo, Texas Instruments, application report SLTA055, 2006년 2월.